Forum

Bonjour Vincent,

et meilleurs voeux pour cette nouvelle année.

Je comprends très bien ton idée d'utiliser des triodes très linéaires, et d'en mettre plusieurs en parallèle pour compenser la faible puissance qu'une seule procure.

Je comprends aussi qu'une 2A3 est bien plus facile à utiliser qu'une 845, et bien meilleur marché qu'une 300B !
Donc l'idée d'un push-pull parallèle de tubes 2A3 tient parfaitement debout.

Le choix des 6SN7 en étage(s) de gain est excellent, car c'est un tube très linéaire et assez versatile.
Mais c'est vrai qu'avec un seul étage, même en µ-follower, le gain en tension ne sera pas suffisant !

Tu peux espérer au mieux une amplification de l'ordre du µ du tube, donc environ 20. Il faudrait donc 6V en entrée pour obtenir les 120V nécessaire à la pleine modulation des grilles... ça fait beaucoup.
Un transfo driver de rapport 1:2 va donner une amplification de 2, ce qui ramènerait à 3V crête à crête la tension demandée en entrée, soit 1V eff environ, ça devient raisonnable.

Seulement, le transfo en question va donner un rapport d'impédances de 4 !
Autrement dit, l'impédance de sortie du µ follower, qui est presque aussi basse que celle d'un cathode follower (1/S) sera, vue des grilles des 2A3, multipliée par 4.

On sera donc autour des 2k d'impédance d'attaque, ce qui est pas mal du tout, mais... c'est peut-être dommage d'avoir mis un µ follower pour ensuite perdre l'un de ses gros avantages ?
Je ne sais pas, je pose la question...

As-tu envisagé un SRPP modifié **à ma façon** ?
Voir ce que j'en ai dit ici :

http://www.elektor.fr/forum/forum/realisations-publiees-par-elektor/tubes-audio-anciens-recents/tubes-et-maths.162166.lynkx?highlight=srpp%20modifi%c3%a9

Tu pourrais obtenir un peu plus de gain qu'avec le µ follower, et une impédance de sortie encore plus basse !
Avec en plus l'avantage d'avoir deux tubes distincts pour les parties haute et basse du montage, donc pas de problème de tension filament-cathode : chaque filament peut-être polarisé séparément, 30V au dessus de s acathode, ce qui n'est pas possible si un seul tube est utilisé pour les deux parties...

Transfo amorphe : je crois que le choix va dépendre de l'utilisation de l'ampli.
Sur des enceintes de sensibilité habituelle, disons 90dB/1W, tu lui demanderas une puissance de l'ordre de 20W en crête, ce qui correspond à environ 12,6 V eff en sortie, le signal au primaire sera de l'ordre de 200V eff (ça dépend du rapport du transfo...)

Les petits signaux à -40dB seront alors vers 2V, et pour -60dB on sera à 0,2V ce qui est encore loin d'être négligeable !
Le noyau du transfo passera parfaitement ces signaux.

En revanche, sur des compressions de 110dB/1W il fonctionnera avec une puissance crête de... 1W !!! soit environ 2,83V en sortie, donc environ 40V au primaire.
Et dans ce cas les signaux situés à -60dB ne feront que 40mV...

Pour ces faibles signaux, la perméabilité du noyau est loin d'atteindre la valeur maximale, et l'inductance primaire dépend directement de la perméabilité !
Menno Van der Veen a montré que l'inductance primaire est modulée : minimale quand le signal passe par zéro, maximale sur les crêtes du signal, tout au moins tant qu'on n'approche pas de la saturation.
S'il est vrai que les variations de l'inductance ne sont pas gênantes sur les forts signaux, par contre cet effet est très sensible sur les petits signaux, qui subissent une forte dégradation.

Dans ce cas précis, sur enceintes à très haut rendement, l'utilisation d'un noyau amorphe limite très sérieusement les effets de variation d'inductance, parce que ce type de noyau montre une perméabilité très élevée et presque constante.

Les pertes dans ces noyaus amorphes sont très réduites :

- hystérésis très étroite, donc pertes hystérétique faibles
- tôle très mince, souvent 0,02 mm donc pertes par courant de Foucault faibles aussi.

La conséquence est une bande passante ne s'atténuant pas en haut, et un faible amortissement des résonances hautes, contrairement à ce qui se passe dans un transfo en fer-silicium.

Du coup la sonorité est différente, avec un registre aigu plus lumineux, plus aéré, mais pouvant aussi être trop brillant si le transfo est mal calculé ou mal utilisé.

Personnellement, je préfère utiliser des noyaux amorphes, qui apportent une meilleure transparence des registres haut-médium et aigu, mais je tiens à ce qu'ils présentent une réponse haute s'atténuant en pente douce (type Bessel) et sans pointe de résonance, ce qui demande un fractionnement des enroulements, afin d'obtenir une capacité parasite élevée et une faible self de fuite.

Bref, un transfo en amorphe est spécifique, et ne se calcule pas comme un transfo fer-silicium !
En clair, il ne suffit pas de mettre les mêmes bobinages, et de simplement changer le noyau

Cordialement
Francis

Bonjour à tous et bonne année.

Vincent, une configuration intéressante pour ce que tu veux faire est la config à Yves. Tu peux voir ici un schéma dérivé:

http://picasaweb.google.com/vapkse/12E1PushPull

Il faudrait revoir les tensions d'alim du driver qui polarise les finales, mais rien de bien méchant.

Tu as des pentodes en entrées, pour un gros gain et peu d'effet miller, suivi d'un cathode follower pour driver correctement les finales sans condensateur de couplages la ou ils sont le plus critique. Les condos de liaison sont tout petits, il est donc facile et peu couteux de mettre des PIO ou des Teflons.

Je l'utilise actuellement en symétrique en entrant sur les deux pentodes, et le gain est bien supérieur à la moyenne pour sortir mes 30W.

Pense que si tu met 3x2A3 en // et un bias fixe, la résistance maximum préconisée est 50K par tube, donc 16K pour les 3. Il va falloir mettre un gros condo de liaison pour driver ca et un driver qui fournit du courant. En bias automatique, c'est 10x plus, mais avec des gros condos de cathode.

Il faut aussi compter sur l'effet miller des 2A3 qui n'est pas négligeable si il y en a 3. Si je ne me trompe pas, c'est la capacité grille-anode multipliée par le gain du tube. Donc ça ferait 16.5x4+7.5=57pf par tubes donc 170pf pour les 3 tubes. Ce qui fait une impédance de 46K à 20KHZ, 2xmoins à 40. Plus la résistance de grille et la marge, ca va pas être bien haut.

Serge

Bonjour Francis.

Je ne crois pas que ca fonctionnera, si je ne me trompe, le LL1922 a un rapport en tension de 4, ce qui fait un rapport d'impédance de 16.

En plus je me suis gouré dans le calcul de l'effet miller, c'est Cgk+(b+1)*Cga. Ca fait donc 90pf par tubes donc 270pf pour les 3. La charge capacitive sera donc de 30Kohms à 20KHZ.

Le driver devrait donc être soumis à une charge 16x plus basse donc moins de 2Kohm à 20KHZ. Une 6SN7 en u follower, ne s'en sortira jamais, et le transfo? Ou alors il ne montera pas bien haut.

Pour la dérive, le dernier schéma, partie du haut, est un régulateur qui ajuste le bias automatiquement. Il est suffisamment lent pour ne pas être perturbé par la modulation. Sauf si on laisse en permanence l'ampli à fond en classe B sur un signal continu.

Sinon, ca fait plus d'une année qu'il tourne et je n'ai pas de soucis de dérive, ni d'augmentation de la disto du à un déséquilibre dynamique.

A bientôt
Serge

Tu auras le même problème d'effet Miller en entrée, d'ou l'avantage d'utiliser des pentodes.

Calcul l'effet miller, parce que avec un rapport de 8, la capacité vue par le préampli va être 64x supérieur.

vapkseTu auras le même problème d'effet Miller en entrée, d'ou l'avantage d'utiliser des pentodes.

Calcul l'effet miller, parce que avec un rapport de 8, la capacité vue par le préampli va être 64x supérieur.

Bonjour Serge, bonjour Francis et bonjour à tous,

Alors pour deux grilles de 6SN7 en parallèle (montage SRPP de Francis) on obtient :

avec Cgk = 2,2pF ; Cga = 4,0pF ; b = 16 (24dB)
donc avec la formule de Serge qui donne la capacité d'entrée
Ce = Cgk+(b+1)*Cga on trouve 140pF pour une triode et donc 280pF pour deux triodes en parallèle.

Avec un transfo d'entrée de rapport 1:4 (qui nous fait 12dB de gain) cela fait un rapport d'impédance de 16 et donc une capacité d'entrée de 4,5nF ce qui donne une impédance inférieure à 50kOhms vue au primaire dès 700Hz !

Effectivement il semble hasardeux de suivre cette voie.

Auriez-vous de références de bonnes penthodes de gain pour faire le calcul dans ce cas ?


En regardant le gain visé de 45dB en boucle ouverte, il me semble sans doute plus judicieux de réalisé celui-ci avec deux étages.

Peut-être qu'un mu-follower de 6SN7 pour chaque phase en entrée suivi de SRPP à la Francis de 6SN7 ou d'ECC99 (un avis sur la question ?) pour driver l'étage de puissance serait plus adapté.

Il reste le couplage de tous ces étages, Francis tu restes ferme sur les transfos inter-étage, pas d'autres alternatives correctes à ton avis (DRD, Loftin&White avec des précautions particulières, etc) ?


Cordialement, Vincent.

Bonjour Vincent.

Je suis d'accord avec Francis, la liaison RC entre driver et 2A3, c'est trop scabreux, le couplage directe, j'aime bien, mais pas de gain sur le driver et de l'électronique d'assistance pour garantir un bon équilibre.

Bon si tu est prêt à embarquer en contrôleur, je pense que ça ne devrait pas poser de soucis. C'est d'ailleurs un truc que je voulais tester pour remplacer mes cartes à ampli op, et simplifier. J'ai utiliser un Arduino nano dans un petit robot pour contrôler un servo, et ca fonctionne super bien.

Le transfo, entre driver et 2A3, oui, si tu es prêt à mettre le prix, mais abaisseur de tension pour contrer l'effet Miller.

Pour les pentodes, de mon côté, j'aime mieux les culots octals, mais c'est personnel, donc j'utilise plutôt 6SH7 ou 6AC7.

Le 12E1 dont j'ai mis le lien ci dessus, en entrant en symétrique, c'est 0 bruit malgré les entrées xlr distantes l'une de l'autre. Les photos ne sont pas à jour, c'est celle de la version asymétrique.

Serge

Bonjour Vincent.

La capacité soumise à ll'effet Miller est uniquement la capacité grille1 - anode qui provoque une contre-réaction locale en réinjectant le signal de l'anode dans la grille 1.

Pour l'EF86, la capacité grille1-anode est de 0.05pf, et pour l'EF94 de 0.0035pf. Il n'y a donc pratiquement pas d'effet Miller, parce que même multiplié par 100, qui est déjà un gros gain, ca nous fait respectivement 5pf et 0.35pf.

Serge

Bonjour Vincent.

Dans mon 12E1, en boucle ouverte, sans aucune contre réaction, et jusqu'au environs de 10W, la H3 est inférieur à la H2. A 5W, le taux de distorsion total est de 0.44% et la H3 est 4x inférieure à la H2. A 14W la H3 est 10x plus grande que la H2 mais l'ampli n'est plus en classe A. Je ne pense pas que les pentodes cause de soucis.

Serge

Bonjour

TriodeRéférence
Serge je suis tombé sur un fil du forum CineSon de ton ampli tout SRPP avec des KT88 puis maintenant des 803, c'est très très intéressant comme réalisation ! Au passage tout le fil est passionnant et les intervenants sont tous d'un haut niveau, internet est vraiment une belle source d'échange et de transmission du savoir par moment.

Effectivement, le dernier avec des 807, pas des 803, dont la topologie, d'ailleurs inspirée du double SRPP, est assez merveilleux sur tout les points. La résistance de 200ohms dont la valeur à été choisie pour un minimum de distorsion, sert à séparer la branche de commande de la branche de puissance, sans que pour autant la branche de commande ne fournissent pas de courant. Parce que dans ce cas, il faut du courant sur le TS et une branche ne suffit pas.

TriodeRéférence
Sinon après réflexion, je penche pour un double SRPP "à la Francis" d'ECC99 avec transfo inter-étage pour les 2A3.

Ca n'a pas vraiment d'intérêt de driver un transfo depuis un double SRPP, en plus, c'est overkill. L'avantage du double SRPP est de pouvoir fournir du courant (impédance de sortie basse) et éventuellement de l'excursion à condition d'avoir des tensions d'alimentations élevées, deux fois plus élevées qu'un étage classique puisque un tube ne fonctionnera que sur la moitié de la tension. Pour l'impédance, c'est aussi le rôle du transfo de liaison, qui peut facilement te diviser l'impédance d'un facteur 4 ou 16, il te suffit de bien choisir ton transfo.

En plus un SRPP va t'imposer sa tension de sortie en fonction de l'état et du débit des tubes utilisés, donc ca va induire un courant dans le transfo, car même dans le cas d'un push-pull, les deux SRPP n'auront jamais la même tension de sortie.

Dans mon SRPP, ou exceptionnellement je sors sur un transfo, c'est uniquement parce que j'utilise un transfo d'alim en sortie et que l'impédance vue par l'étage final lorsque un HP est connecté sur le secondaire est de l'ordre de 700ohms, donc beaucoup moins qu'un transfo de classe audio. Et si tu regarde mon schéma, un régulateur équilibre le SRPP jusqu'à que la tension à ses bornes soit nulle et la le condo de liaison est court-circuité par le relais.

Dans ton cas, ça ne sert pas à grand chose puisque tu va choisir ton transfo et prendre un transfo audio dont l'impédance primaire est suffisamment élevée pour le driver. Le double SRPP servirait si tu faisais une liaison par condensateur, et t'éviterais l'emploi d'un tube de puissance pour driver les 2A3.

TriodeRéférence
Par contre sur l'étage d'entrée je ne sais pas trop si je dois privilégier un µ-follower ou encore un double SRPP ou encore un bootstrap de 6SN7 (pour le tube c'est fixé).

Pour l'étage d'entrée, je privilégie en général une topologie avec peu d'effet Miller. Donc une pentode si l'étage d'entrée a beaucoup de gain, ou une triode si peu de gain suffit.

Après, ça dépend aussi de l'impédance de sortie du préampli et si tu met un pot de volume ou pas à l'entrée de ton ampli.

Pour le couplage entre l'étage d'entrée et le driver, il ne pourra pas être directe si tu utilises un SRPP en drive.

Un double SRPP, c'est 2 tubes, donc 4 en push-pull, une tension d'alim élevée, une grosse consommation filament, tout ça pour un gain de 20 avec des 6SN7 et un effet Miller dont il faut tenir compte.

Serge

TriodeRéférenceLes capacités d'entrées combinées à l'effet Miller des 3 2A3 en parallèle ne risquent elles pas de renvoyer l'image d'une impédance basse au primaire du transformateur nécessitant alors l'emploi d'un double SRPP ?

Le rapport entrée/sortie du transfo sera limité par les excursions nécessaire sur les grilles des 2A3 à 120V CàC (soit 42Veff) et par les capacités en tension du driver. Vaut-il mieux privilégier une haute impédance vue par le driver grâce à un transfo abaisseur mais avec de grandes excursions de tension et donc sans doute plus de distorsions ou alors un rapport unitaire mais une impédance basse et donc la nécessité d'une grande capacité en courant pour le driver ?

C'est le rôle du transfo. De toute façon, il faudra faire des compromis quelque part. Avec un transfo, tu évite le condo, et bénéficie d'un gain sur le driver, par contre, tu récupère les défauts d'un transfo. Avec un condo c'est bien pire, ou alors le cathode follower, bien plus économique, mais sans gain. Il te faut choisir le moins pire pour ton cas, tout en sachant qu'aucune solution n'est parfaite.

Francis, tu en penses quoi?

TriodeRéférenceSi je pars sur une topologie à deux étages, pour obtenir les 45dB totaux en boucle ouverte, entre 20 et 30dB de gain sur le premier étage suffisent, à condition que l'étage driver apporte du gain.

En partant de cette hypothèse des triodes devraient suffirent en entrée, non ?

Je compte effectivement placer un potentiomètre en entrée (ou plutôt un commutateur sur résistances, doublé pour le montage symétrique en sortie du transfo d'entrée), cela modifie le choix ?

Le potentiomètre ou le commutateur résistif va augmenter l'impédance entre ton préampli et le premier étage, ce qui diminuera la capacité du préampli à contrer l'effet Miller. Le pire est quand le pot est à mi-course je crois. La tu auras un magnifique filtre RC en sortie du préampli constitué de la résistance interne du préampli suivi de la résistance ajoutée par ton atténuateur et la capacité du tube d'entrée.

Serge

Bonjour Vincent, Serge,

voilà, j'ai tenu compte de tout ce qui s'est dit depuis le début, et j'obtiens ça, schéma ci-dessous.

Gain total 35dB ce qui permet de mettre un peu de CR si nécessaire.
Le driver est une ECC99 avec les deux triodes en parallèle, 185V plaque, polarisation vers -6V, courant de repos de 2 x 15 mA.
Impédance interne de l'ordre de 2,4k donc 1,2k avec les deux triodes en parallèle !

Le transfo IT est un Lundahl LL1630-30mA connecté en rapport 3,6:1+1, c'est ce qu'on peut trouver de plus proche d'un rapport 2... ce transfo charge les plaques de la ECC99 par 15k
Avec ça l'impédance d'attaque des grilles des 2A3 est de moins de 2k !!!

Vincent, si tu commandes un transfo Lundahl, tu dois préciser le courant continu afin que l'entrefer soit réglé en usine.
Tu peux aussi demander un transfo spécifique, pour pas beaucoup plus cher, par exemple un LL1660 modifié en 1+1+1+1:4+4 et réglé à 30mA.

A bientôt
Francis

Bonjour à tous,

le transfo LL1630 abaisse dans un rapport 3,6:1+1, ce qui signifie que son secondaire est symétrique, avec un point milieu à la masse pour l'alternatif (mais polarisé en continu).

La tension au secondaire entre les grilles des 2A3 est donc seulement 1,8 fois plus basse que celle au primaire.
Avec les grilles à -37V, on a une excursion de 74V sur chaque grille, et par conséquent une tension crête à crête au secondaire de 148V.
Il faut donc au primaire 1,8 x 148 = 266,4V

La ECC99 telle qu'elle est polarisée et chargée, voir sa droite de charge ci-dessous, donnera en sortie une excursion de 240V seulement, donc mon driver est un peu court, c'est exact !

Il faudrait la polariser vers -6,7V pour moduler à fond les grilles des 2A3.
On peut en effet remonter la tension d'alim du driver à 200V, on aura 15mA x 2 en courant de repos, et avec Rk=220 ohms ça nous donne la polarisation souhaitée de -6,7V.

La dissipation plaque de la ECC99 ressort à :

P = Uak Ia = (200 - 6,7) x 0,015 = 2,8995 W soit presque 3W, ce qui reste bien inférieur aux 5W maxi.

Voilà, merci à Jimbee.
A bientôt
Francis

bonjour à tous,
je me posais la question du chauffage des cathodes des 2A3 sur le montage proposé par Francis : si je suppose qu'il est en alternatif à enroulement unique, le principe de symétrie du PP est 'il suffisant pour une bonne réjection du 50 Hz ou impose t 'il un appairage sévère des 2A3? Cette option autorise t' elle à sortir de la classe A ?

cordialement

Bonsoir à tous,

Après une longue période de schémas et de réflexions (j'attends encore avant de le mettre en ligne car celui-ci n'est pas assez avancé) je reviens vers vous car de nouvelles interrogations me tracassent.


Je retiens pour l'instant le µ-follower en entrée mais les 6SN7 ne m'apporteront à priori pas assez de gain donc il faut choisir une autre lampe au µ plus élevé (de l'ordre de 40 ou plus).

J'ai retenu les 6922 (E88CC), 12AY7 (6072) et 6C45Pi. Qu'avez-vous à dire sur ces lampes qui pourraient m'aider à y voir plus clair ? Quelles sont les productions récentes qui valent le plus la peine d'être utilisées, les Electro Harmonix sont elles valables ?

A ce propos, j'ai très bien saisi l'intérêt des tubes NOS (au passage l'ouvrage de Francis sur le sujet est indispensable à toute personne désireuse de mieux comprendre les subtilités de ce domaine ou simplement d'en apprendre plus sur la fabrication et la constitution des lampes) mais le nombre de tubes utilisés sur mon schéma et la nécessité de les avoir appairés m'orientent vers la production récente (plus souple et sans doute moins hasardeux à mon niveau).

Edit : Les 12AV7 (5965) ont l'air très intéressantes également mais apparemment non disponibles en production récentes. Les black plates RCA en NOS avec finger mica apparaissent comme étant de très bonne références mais en existe-il d'autres tout aussi bien ?


Concernant l'étage driver mon choix reste porté sur du double SRPP (la simulation avec des ECC99 est sans appel, ce montage est vraiment impressionnant) quoique j'aimerai essayer un double µ-follower sur le même principe en simu dès que j'aurai le temps.

En cherchant un peu je suis tombé sur la 6H30Pi qui à l'air proche de l'ECC182 (ou plutôt E182CC) donc sans doute de l'ECC99-JJ mais avec un µ plus faible (15). Cette lampe d'origine militaire possède des caractéristiques apparemment très impressionnantes (énorme flash, montage très rigide pouvant supporter de grosses accélérations donc peu microphonique, courbes caractéristiques ultra linéaires, etc), qu'en pensez-vous ?

La version EH est-elle aussi bonne que les NOS d'origine Russe ?


Je mets avec quelques datasheet pour ceux que ça intéresse.

Bonne soirée, cordialement, Vincent.

Bonjour Vincent

Il te suffit simplement de mettre deux résistances en série dans la cathode, une petite reliée la masse et le reste relié au tube. Tu découple celle reliée au tube et rentre avec la cr entre les deux résistances. Si tu veux pouvoir ajuster le taux de cr, il te suffit de jouer sur celle qui est contre la masse.

La CR sur grille se fait mais sur le tube opposé pour les schémas symétriques

http://picasaweb.google.com/vapkse/12E1PushPull

Serge

francis ibreBonjour Vincent,

et meilleurs voeux pour cette nouvelle année.

Je comprends très bien ton idée d'utiliser des triodes très linéaires, et d'en mettre plusieurs en parallèle pour compenser la faible puissance qu'une seule procure.

Je comprends aussi qu'une 2A3 est bien plus facile à utiliser qu'une 845, et bien meilleur marché qu'une 300B !
Donc l'idée d'un push-pull parallèle de tubes 2A3 tient parfaitement debout.

Le choix des 6SN7 en étage(s) de gain est excellent, car c'est un tube très linéaire et assez versatile.
Mais c'est vrai qu'avec un seul étage, même en µ-follower, le gain en tension ne sera pas suffisant !

Tu peux espérer au mieux une amplification de l'ordre du µ du tube, donc environ 20. Il faudrait donc 6V en entrée pour obtenir les 120V nécessaire à la pleine modulation des grilles... ça fait beaucoup.
Un transfo driver de rapport 1:2 va donner une amplification de 2, ce qui ramènerait à 3V crête à crête la tension demandée en entrée, soit 1V eff environ, ça devient raisonnable.

Seulement, le transfo en question va donner un rapport d'impédances de 4 !
Autrement dit, l'impédance de sortie du µ follower, qui est presque aussi basse que celle d'un cathode follower (1/S) sera, vue des grilles des 2A3, multipliée par 4.

On sera donc autour des 2k d'impédance d'attaque, ce qui est pas mal du tout, mais... c'est peut-être dommage d'avoir mis un µ follower pour ensuite perdre l'un de ses gros avantages ?
Je ne sais pas, je pose la question...

As-tu envisagé un SRPP modifié **à ma façon** ?
Voir ce que j'en ai dit ici :

http://www.elektor.fr/forum/forum/realisations-publiees-par-elektor/tubes-audio-anciens-recents/tubes-et-maths.162166.lynkx?highlight=srpp%20modifi%c3%a9

Tu pourrais obtenir un peu plus de gain qu'avec le µ follower, et une impédance de sortie encore plus basse !
Avec en plus l'avantage d'avoir deux tubes distincts pour les parties haute et basse du montage, donc pas de problème de tension filament-cathode : chaque filament peut-être polarisé séparément, 30V au dessus de s acathode, ce qui n'est pas possible si un seul tube est utilisé pour les deux parties...

Transfo amorphe : je crois que le choix va dépendre de l'utilisation de l'ampli.
Sur des enceintes de sensibilité habituelle, disons 90dB/1W, tu lui demanderas une puissance de l'ordre de 20W en crête, ce qui correspond à environ 12,6 V eff en sortie, le signal au primaire sera de l'ordre de 200V eff (ça dépend du rapport du transfo...)

Les petits signaux à -40dB seront alors vers 2V, et pour -60dB on sera à 0,2V ce qui est encore loin d'être négligeable !
Le noyau du transfo passera parfaitement ces signaux.

En revanche, sur des compressions de 110dB/1W il fonctionnera avec une puissance crête de... 1W !!! soit environ 2,83V en sortie, donc environ 40V au primaire.
Et dans ce cas les signaux situés à -60dB ne feront que 40mV...

Pour ces faibles signaux, la perméabilité du noyau est loin d'atteindre la valeur maximale, et l'inductance primaire dépend directement de la perméabilité !
Menno Van der Veen a montré que l'inductance primaire est modulée : minimale quand le signal passe par zéro, maximale sur les crêtes du signal, tout au moins tant qu'on n'approche pas de la saturation.
S'il est vrai que les variations de l'inductance ne sont pas gênantes sur les forts signaux, par contre cet effet est très sensible sur les petits signaux, qui subissent une forte dégradation.

Dans ce cas précis, sur enceintes à très haut rendement, l'utilisation d'un noyau amorphe limite très sérieusement les effets de variation d'inductance, parce que ce type de noyau montre une perméabilité très élevée et presque constante.

Les pertes dans ces noyaus amorphes sont très réduites :

- hystérésis très étroite, donc pertes hystérétique faibles
- tôle très mince, souvent 0,02 mm donc pertes par courant de Foucault faibles aussi.

La conséquence est une bande passante ne s'atténuant pas en haut, et un faible amortissement des résonances hautes, contrairement à ce qui se passe dans un transfo en fer-silicium.

Du coup la sonorité est différente, avec un registre aigu plus lumineux, plus aéré, mais pouvant aussi être trop brillant si le transfo est mal calculé ou mal utilisé.

Personnellement, je préfère utiliser des noyaux amorphes, qui apportent une meilleure transparence des registres haut-médium et aigu, mais je tiens à ce qu'ils présentent une réponse haute s'atténuant en pente douce (type Bessel) et sans pointe de résonance, ce qui demande un fractionnement des enroulements, afin d'obtenir une capacité parasite élevée et une faible self de fuite.

Bref, un transfo en amorphe est spécifique, et ne se calcule pas comme un transfo fer-silicium !
En clair, il ne suffit pas de mettre les mêmes bobinages, et de simplement changer le noyau

Cordialement
Francis

bonjour Francis
j'ai le projet de monter 2 amplis se monos équipés de 2A3 et ecc99 en entrée et tranfo de sortie en Metglas 2605-SA1. Le problème majeur se situe au niveau du calcul de ces transfos, j'ai contacté Isolectra-Martin SAS pour les noyaux, ils les fournissent sans problème, pour les calculs je me suis renseigné chez Hexacom mais ils m'ont déconseillé fortement un noyau en amorphe. Je pense qu'ils n'ont pas l'expérience ni le savoir faire de ces nouveaux matériaux. Je pense qu'avec une méthode de calcul rigoureuse ils pourraient malgré tout y parvenir. Je souhaiterais avoir ton avis sur la question et si possible une méthode pas à pas pour ces calculs. Merci à toi.

Bonjour GG14 et aux autres.
Moi aussi j 'aimerais en savoir un peu plus sur les transfos AEE en fer amorphe, particulièrement au niveau du nombre de tours au primaire, et du format des circuits en C ,ou je subodore que ceux -ci doivent être au standard Allemand.
GG pourrais tu stp, mesurer la résistance ohmique du primaire de tes transfos de sortie AEE, la valeur de cette résistance donneraitt déjà une idée , et si en plus on arrive a connaître la référence du circuit en C un coin du voîle sera levé.
Bon WE.
ggv.
PS: GG , peux tu stp me donner des infos sur le site internet d'AEE merci d 'avance.

L'adresse INTERNET d'AEE.

http://www.ae-europe.nl/audio.htm

Bonjour à tous,

effectivement, comme le signale GGV, l'amorphe à base fer (Metglass 2605-SA1) est recuit soit sous champ transversal pour la HF, soit sous champ longitudinal pour la BF.

Dans ce dernier cas, on obtient une perméabilité très largement supérieure à celle de l'acier au silicium, ce qui entraine qu'on doit bobiner un nombre de tour nettement inférieur !

Utiliser sur un noyau amorphe des bobines calculées pour du M6X est une grosse erreur.
De même, et GGV avec son ami en ont fait les frais, utiliser de l'amorphe HF, avec sa faible perméabilité, n'a absolument aucun intérêt en BF.

Actuellement en France je ne trouve aucun distributeur capable de fournir des double-C en amorphe BF, et c'est bien dommage.
Aux Pays-Bas, AEE et Tribute utilisent de l'amorphe BF, mais impossible de savoir où ils s'approvisionnent.

Cordialement
Francis

GG14Bonjour,

Les mesures de résistances exactes des Hexacom sont 56.80 ohms et 51.60 ohms.
L'appréciation de cette mesure entre AEE et Hexacom ne vaut qu'à diamètre de fil et nombre de tours égal.
Le fil d'AEE semble plus fin. Mais ça ne retire rien aux grandes qualités de transparence de ce transfo.

La TD 4001 ne pardonnerait rien en cas de dysfonctionnement d'autant plus que je suis passé entièrement en numérique entre la diode du lecteur et le convertisseur N/A de sortie du BSS en liaison AES /SPDIF.
La transparence a fait un très gros pas en avant par rapport à la double conversion N/A puis A/N qui a été supprimée.

GG

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Bonjour GG et a tous.
Les valeurs de résistance ohmique que tu donnes, concernant tes transfos EI Hexacom 6400 ohms , indiquent clairement, déjà sur cette caractéristique, que ce transfo n 'est pas le clone du Chrétien.
Partant de ce constat, on peut supposer beaucoup de choses différentes, entre chacun de ces transfos, du genre nombre de tours au primaire du transfo, diamêtre du fil utilisé, hauteur du circuit magnétique, format de celui-ci, épaisseur des isolants, nature de ceux ci, et conception des sandwichs primaire secondaire.
A ma connaissance les valeurs de self primaire et de selfs de fuite de tes transfos, n 'ont jamais été communiquées par HPS qui a mon avis ne les connaissaient pas...je pense donc, avec juste raison que tes transfos Hexacom n 'ont rien a voir avec les Chrétien......comme quoi, une fois de plus la pub est mensongère.

Pour en revenir au fer amorphe j 'abonde dans le sens de Francis puisque en raison de caractéristiques magnétiques différentes entre le fer amorphe et le silicium grains orientés recuit , par exemple sous l 'angle de la perméabilité, les calculs de selfs et donc du nombre de tours doivent être adaptés matériaux par matériaux.
Quand mon ami (ancien directeur technique d'un autre célèbre fabricant de transfos ) a décidé de se livrer a des comparatifs tôle silicium M6X 0,3mm/Fer amorphe Metglass, le fournisseur des circuits magnétiques a tout simplement oublié de nous dire qu 'il existait 2 types de fer amorphe (HF et BF).
Il s 'avère que la fabrication des circuits en C en fer amorphe ,par exemple sous l 'angle des traitements thermiques lorsque la tôle amorphe (épaisseur 2/100) est mise en forme sur des mandrins appropriés, est extrêmement délicate, et demande un savoir faire très pointu et un process sous surveillance, ce qui je pense contraint les fabricants de circuits magnétiques traditionnels, a des investissements spécifiques, et a l'acquisition de nouvelles compétences.
IL reste une autre piste a explorer ,celle qui concerne la tôle HIB, plus proche du fer silicium, grains orientés classique.
A ce sujet Francis aurais tu dans tes archives des infos sur le sujet, par exemple au niveau des sidérurgistes spécilisés dans ce genre de matériaux.
A + .
ggv

francis ibreBonjour Vincent,

et meilleurs voeux pour cette nouvelle année.

Je comprends très bien ton idée d'utiliser des triodes très linéaires, et d'en mettre plusieurs en parallèle pour compenser la faible puissance qu'une seule procure.

Je comprends aussi qu'une 2A3 est bien plus facile à utiliser qu'une 845, et bien meilleur marché qu'une 300B !
Donc l'idée d'un push-pull parallèle de tubes 2A3 tient parfaitement debout.

Le choix des 6SN7 en étage(s) de gain est excellent, car c'est un tube très linéaire et assez versatile.
Mais c'est vrai qu'avec un seul étage, même en µ-follower, le gain en tension ne sera pas suffisant !

Tu peux espérer au mieux une amplification de l'ordre du µ du tube, donc environ 20. Il faudrait donc 6V en entrée pour obtenir les 120V nécessaire à la pleine modulation des grilles... ça fait beaucoup.
Un transfo driver de rapport 1:2 va donner une amplification de 2, ce qui ramènerait à 3V crête à crête la tension demandée en entrée, soit 1V eff environ, ça devient raisonnable.

Seulement, le transfo en question va donner un rapport d'impédances de 4 !
Autrement dit, l'impédance de sortie du µ follower, qui est presque aussi basse que celle d'un cathode follower (1/S) sera, vue des grilles des 2A3, multipliée par 4.

On sera donc autour des 2k d'impédance d'attaque, ce qui est pas mal du tout, mais... c'est peut-être dommage d'avoir mis un µ follower pour ensuite perdre l'un de ses gros avantages ?
Je ne sais pas, je pose la question...

As-tu envisagé un SRPP modifié **à ma façon** ?
Voir ce que j'en ai dit ici :

http://www.elektor.fr/forum/forum/realisations-publiees-par-elektor/tubes-audio-anciens-recents/tubes-et-maths.162166.lynkx?highlight=srpp%20modifi%c3%a9

Tu pourrais obtenir un peu plus de gain qu'avec le µ follower, et une impédance de sortie encore plus basse !
Avec en plus l'avantage d'avoir deux tubes distincts pour les parties haute et basse du montage, donc pas de problème de tension filament-cathode : chaque filament peut-être polarisé séparément, 30V au dessus de s acathode, ce qui n'est pas possible si un seul tube est utilisé pour les deux parties...

Transfo amorphe : je crois que le choix va dépendre de l'utilisation de l'ampli.
Sur des enceintes de sensibilité habituelle, disons 90dB/1W, tu lui demanderas une puissance de l'ordre de 20W en crête, ce qui correspond à environ 12,6 V eff en sortie, le signal au primaire sera de l'ordre de 200V eff (ça dépend du rapport du transfo...)

Les petits signaux à -40dB seront alors vers 2V, et pour -60dB on sera à 0,2V ce qui est encore loin d'être négligeable !
Le noyau du transfo passera parfaitement ces signaux.

En revanche, sur des compressions de 110dB/1W il fonctionnera avec une puissance crête de... 1W !!! soit environ 2,83V en sortie, donc environ 40V au primaire.
Et dans ce cas les signaux situés à -60dB ne feront que 40mV...

Pour ces faibles signaux, la perméabilité du noyau est loin d'atteindre la valeur maximale, et l'inductance primaire dépend directement de la perméabilité !
Menno Van der Veen a montré que l'inductance primaire est modulée : minimale quand le signal passe par zéro, maximale sur les crêtes du signal, tout au moins tant qu'on n'approche pas de la saturation.
S'il est vrai que les variations de l'inductance ne sont pas gênantes sur les forts signaux, par contre cet effet est très sensible sur les petits signaux, qui subissent une forte dégradation.

Dans ce cas précis, sur enceintes à très haut rendement, l'utilisation d'un noyau amorphe limite très sérieusement les effets de variation d'inductance, parce que ce type de noyau montre une perméabilité très élevée et presque constante.

Les pertes dans ces noyaus amorphes sont très réduites :

- hystérésis très étroite, donc pertes hystérétique faibles
- tôle très mince, souvent 0,02 mm donc pertes par courant de Foucault faibles aussi.

La conséquence est une bande passante ne s'atténuant pas en haut, et un faible amortissement des résonances hautes, contrairement à ce qui se passe dans un transfo en fer-silicium.

Du coup la sonorité est différente, avec un registre aigu plus lumineux, plus aéré, mais pouvant aussi être trop brillant si le transfo est mal calculé ou mal utilisé.

Personnellement, je préfère utiliser des noyaux amorphes, qui apportent une meilleure transparence des registres haut-médium et aigu, mais je tiens à ce qu'ils présentent une réponse haute s'atténuant en pente douce (type Bessel) et sans pointe de résonance, ce qui demande un fractionnement des enroulements, afin d'obtenir une capacité parasite élevée et une faible self de fuite.

Bref, un transfo en amorphe est spécifique, et ne se calcule pas comme un transfo fer-silicium !
En clair, il ne suffit pas de mettre les mêmes bobinages, et de simplement changer le noyau

Cordialement
Francis

Bonjour Francis et les autres,

La superiorite du Nickel Core sur le MX6 est certaine, comme son prix d'ailleur...
Aucune information ne filtre de chez les constructeurs de transfos sur la provenance, marque et modele du materiau utilise...

Avez-vous des informations pratique sur le bobinage de transfo d'impedance, inductance pour correcteur de tonilite, self de plaque, etc... ??

J'ai rendu visite a usine qui fabrique des 'laminations' en divers materiaux, dont le Nickel Core, le Z11 (equivalent local du MX6).
Le EI, le C et autres sont au catalogue.
Par contre, pour l'exploitation technique du catalogue, c'est une autre affaire !
En effet, les informations disponiblent parlent sans doute plus a un specialiste des materiaux qu'a un electronicien...

Ci joint quelques photos. Le plus gros circuit C en N.C est enorme.
voir aussi ici :
http://www.cutcore.com.tw/enproduct01.htm
Z11=MX6
http://www.cutcore.com.cn/ggb/35Z11.pdf


Je ne doit pas etre le seul a etre decu de voir 99% des bobineurs s'arreter a 1000VDC, 250mA service, 100, 200W et rien au dessus... Je ne parle meme pas du prix, du minimum de commande, du manque de creativite, etc...
Prendre en charge ses bobinages c'est s'assurer un savoir faire, une maitrise des couts, et une ouverture sur des projets audacieux de qualite... Qu'en pensez-vous ?

Veronique ET Davina.